电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这一些因素。这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。

  MOSFET管是FET的一种(另一种是JFET)，可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。

  对于这两种增强型MOS管，很常用的是NMOS。原因是导通电阻小，且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。下面的介绍中，也多以NMOS为主。

  MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们应该的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。

  在MOS管原理图上能够正常的看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载(如马达)，这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。

  NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)，只要栅极电压达到4V或10V就可以了。

  PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况(高端驱动)。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是用NMOS。

  不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。

  MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在最近一段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。

  导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，能减小每次导通时的损失;降低开关频率，能减小单位时间内的开关次数。这两种办法都能减小开关损失。

  跟双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。

  在MOS管的结构中能够正常的看到，在GS，GD之间有寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。

  第二注意的是，普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压(VCC)相同，所以这时栅极电压要比VCC大4V或10V。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。

  上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压，设计时当然需要有一定的余量。而且电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。现在也有导通电压更小的MOS管用在不同的领域里，但在12V汽车电子系统里，一般4V导通就够用了。

  MOS管最显著的特性是开关特性好，所以被大范围的应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动，也有照明调光。

  当使用5V电源，这时候若使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降，导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。这时候，我们选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。

  输入电压并不是一个固定值，它会跟着时间或者其他因素而变动。这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。

  为了让MOS管在高gate电压下安全，很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。在这种情况下，当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引起较大的静态功耗。

  同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压，就会出现输入电压比较高的时候，MOS管工作良好，而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通不够彻底，从而增加功耗。

  在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。两个电压采用共地方式连接。

  这就提出一个要求，需要用一个电路，让低压侧可以有明显效果地的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。

  在这三种情况下，图腾柱结构不足以满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。

  Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。

  Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。

  R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。

  Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。

  R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值。这个数值能够最终靠R5和R6来调节。

  最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候能在R4上面并联加速电容。

  6，PWM信号反相。NMOS并不是特别需要这个特性，能够最终靠前置一个反相器来解决。

  在设计便携式设备和无线产品时，提升产品性能、延长电池上班时间是设计人需要面对的两个问题。DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点，非常适用于为便携式设备供电。目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：

  (1)高频化技术：随开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减小，功率密度也得到大幅度的提高，动态响应得到一定的改善。小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。

  (2)低输出电压技术：随着半导体制造技术的持续不断的发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器可提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求。

  这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。首先，随开关频率的逐步的提升，对开关元件的性能提出了很高的要求，同时一定要有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。其次，对于电池供电的便携式电子设备来说，电路的工作电压低(以锂电池为例，工作电压 2.5～3.6V)，因此，电源芯片的工作电压较低。

  MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低，在目前流行的高效DC-DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。但是由于MOS管的寄生电容大，正常的情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。这对于设计高工作频率DC-DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求。

  在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作，还可以在负载电容1～2pF的条件下工作频率能达到几十兆甚至上百兆赫兹。本文正是采用了自举升压电路，设计了一种具有大负载电容驱动能力的，适合于低电压、高开关频率升压型DC-DC转换器的驱动电路。电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿线pF时，工作频率能达到5MHz以上。

  自举升压电路的原理图如图1所示。所谓的自举升压原理就是，在输入端IN输入一个方波信号，利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平，这样就可以在B端输出一个与输入信号反相，且高电平高于VDD的方波信号。具体工作原理如下。

  当VIN为高电平时，NMOS管N1导通，PMOS管P1截止，C点电位为低电平。同时N2导通，P2的栅极电位为低电平，则P2导通。这就使得此时A点电位约为VDD，电容Cboot两端电压UCVDD。由于N3导通，P4截止，所以B点的电位为低电平。这段时间称为预充电周期。

  当VIN变为低电平时，NMOS管N1截止，PMOS管P1导通，C点电位为高电平，约为VDD。同时N2、N3截止，P3导通。这使得P2的栅极电位升高，P2截止。此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压，约为2VDD。而且P4导通，因此B点输出高电平，且高于VDD。这段时间称为自举升压周期。

  实际上，B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关，能够准确的通过设计需要调整。具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图。

  图3中给出了驱动电路的电路图。驱动电路采取Totem输出结构设计，上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5。下拉驱动管为NMOS管N5。图中CL为负载电容，Cpar为B点的寄生电容。虚线框内的电路为自举升压电路。

  本驱动电路的设计思想是，利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极(B点)电位抬升，使得UBVDD+VTH，则NMOS管N4工作在线大大减小，最终能轻松实现驱动输出高电平达到VDD。而在输出低电平时，下拉驱动管本身就工作在线性区，能够保证输出低电平位GND。因此无需增加自举电路也能达到设计要求。

  考虑到此驱动电路应用于升压型DC-DC转换器的开关管驱动，负载电容CL很大，一般能达到几十皮法，还要进一步增加输出电流能力，因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管。这样在输入端由高电平变为低电平时，Q1导通，由N4、Q1同时提供电流，OUT端电位迅速上升，当OUT端电位上升到VDD-VBE时，Q1截止，N4继续提供电流对负载电容充电，直到OUT端电压达到VDD。

  在OUT端为高电平期间，A点电位会由于电容Cboot上的电荷泄漏等原因而下降。这会使得B点电位下降，N4的导通性下降。同时由于同样的原因，OUT端电位也会会降低，使输出高电平不能保持在VDD。为避免此现状的出现，又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管，用来补充OUT端CL的泄漏电荷，维持OUT端在整个导通周期内为高电平。

  驱动电路的传输特性瞬态响应在图4中给出。其中(a)为上升沿瞬态响应，(b)为下降沿瞬态响应。从图4中能够准确的看出，驱动电路上升沿明显分为了三个部分，分别对应三个上拉驱动管起主导作用的时期。1阶段为Q1、N4共同作用，输出电压迅速抬升，2阶段为N4起主导作，使输出电平达到VDD，3阶段为P5起主导作用，维持输出高电平为VDD。而且还可以缩短上升时间，下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求。

  Cboot的最小值可根据以下方法确定。在预充电周期内，电容Cboot 上的电荷为VDDCboot 。在A点的寄生电容(计为CA)上的电荷为VDDCA。因此在预充电周期内，A点的总电荷为

  在自举升压周期，为了使OUT端电压达到VDD，B点电位最低为VB=VDD+Vthn。因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为

  从式(5)中能够准确的看出，Cboot随输入电压变小而变大，并且随B点电压VB变大而变大。而B点电压直接影响N4的导通电阻，也就影响驱动电路的上升时间。因此在实际设计时，Cboot的取值要大于式(5)的计算结果，这样做才能够提高B点电压，降低N4导通电阻，减小驱动电路的上升时间。

  从式(6)中能够准确的看出在自举升压周期内， A、B两点的寄生电容使得B点电位降低。在实际设计时为得到合适的B点电位，除了增加Cboot大小外，要尽量减小A、B两点的寄生电容。 在设计时，预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小，以减小寄生电容CA。而对于B点的寄生电容Cpar来说，主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容，MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压，因此设计时就要尽量的加大P4的宽长比，使其在自举升压周期内的源漏电压很小可忽略。但是P4的尺寸以不能太大，要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容。

  如图3 所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上。这样做的目的是，在自举升压周期内，防止他们的源/漏--阱结导通。而且这还可以有效的预防在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象。

  上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极，建议还是不要直接接地。这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响。

  驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿线中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf的仿线中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形。

  结合表1和图5能够准确的看出，此驱动电路能够在工作电压为1.5V，工作频率为5MHz，并且负载电容高达60pF的条件下正常工作。它能应用于低电压、高工作频率的DC-DC转换器中作为开关管的驱动电路。

  本文采用自举升压电路，设计了一种BiCMOS Totem结构的驱动电路。该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计，可在1.5V电压供电条件下正常工作，而且在负载电容为60pF的条件下，工作频率可达5MHz以上。